Delta台达EH-10K三进单出10KVA输出功率8KW外配16只电池巡检更换详细介绍

UPS逆变器控制技术

空变时，系统达到新白出的电压波形谐波

单环控制原理简单环控制策略应用较片机、DSP控制功能

(2)电压电流双

图4-16给出了

环，外环为电压环，为电流环的反馈，逆变桥工作。

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上一节介绍了逆变器脉冲调制策略，在已知逆变器输出电压参考信号的前提下，采用合适的调制策略可以得到逆变器桥臂的开关信号，通过驱动电路将开关信号放大以驱动逆变器功率开关管的开关状态，即可在逆变器的输出端得到期望的输出。那么如何得到逆变器输出电压的参考信号呢？这就涉及UPS逆变器宏观控制策略的问题了，该宏观控制策略的目的是根据逆变器模型，采样逆变器输入输出信号，采用适当的控制器，构建合理的闭环控制方法，得到逆变器输出参考信号(正弦)，脉冲调制策略只是控制策略的组成部分。此外，和逆变电源不同，如果市电满足一定的条件，UPs电源逆变器输出的正弦波的幅值、频率、相位就必须跟踪市电，尽可能与其保持一致，以***市电和逆变器切换过程中负载上不至于出现过大的电压跳变，实现“无缝”切换，这个过程就是“锁相”。本节将介绍UPS电源逆变器的控制策略和锁相控制技术。

4.2.1单相逆变控制技术

(1]电压单环控制

最简单的单相逆变器控制是电压单环控制，图4-15给出了电压单环控制的框图。

电压单环控制的基本原理将逆变器输出电压有效值或幅值取样(U),并与相应的参考信号U*比较，其误差经过PI控制器得到有效值或幅值参考，其结果乘以基准正弦波得到目标参考电压U，经过相应的脉宽调制策略控制逆变器开关。电压单环控制原理简单，实现方便，对线性负载能够取得不错的效果，可以有效地减小重载情况下的稳态误差但是由于无电流和输出波形反馈，造成系统负载调整率差，动态响应缓慢，当直流侧电压或者负载和电压单有效值或幅值形，尽可能地情况下，电流一个比例环节两者参考电压的抗负载扰云了电感电流需要说内)，则电日标准谐波电电压取样

(有效值或幅值) 

图4-15逆变器电压单环控制框图

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突变时，系统达到新的平衡常需要几个甚至十几个工频周期。且对于在非线性负载，逆变器输出的电压波形谐波大，总失真度较高。

间均以零都只牵M波，计压，这比

单环控制原理简单，实现相对比容易，在早期的静止逆变电源和UPS电源中，电压单环控制策略应用较多，也伴随诞生了很多基于单环策略的集成SPwWM控制芯片。随着单片机、DSP控制功能越来越强，单环控制更多地被更复杂控制策略所取代。

(2)电压电流双环控制

图4-16给出了电压电流双环控制的控制策略框图。可以看出，控制系统存在两个控制

环，外环为电压环，内环增加了电流环。电流环的参考输入为电压环的输出，取电感电流作为电流环的反馈，误差经过P调节器后输出调制波，由相应的PWM策略产生控制脉冲驱动逆变桥工作。

采用合劝逆变器变器输出的目的控制方外，和频率、不至于电源逆U{ 单相逆变桥sinwt PWM调制

图4-16电压电流双环控制

参考得到，实是由负载

和电压单环控制相比，控制策略有两点变换。一是电压外环通常为瞬时电压闭环而不是有效值或幅值闭环，不仅***输出电压的稳压精度，而且能在非线性负载条件下校正输出波形，尽可能地减小输出电压谐波。二是增加了电流内环，能够有效提高系统动态响应。通常情况下，电流内环的速度要比电压外环快得多，当电流环的增益足够大时，电流环路可以用一个比例环节代替，如图4-16所示。电流内环通常有电感电流反馈和电容电流反馈两种，两者参考电压到输出电压的传递函数相同，在输出电压跟踪效果上无差别，但电容电流反馈的抗负载扰动性能优于电感电流反馈，而电流保护能力不如电感电流反馈。图4-16中采用了电感电流反馈方式。

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需要说明的是，在UPS逆变器控制中，如果市电正常(电压和频率都在要求范围之内)，则电压外环的参考u*应为市电:如果市电异常，则参考u为标准幅值、标准频率、标准谐波的正弦信号。

电压电流双环控制是目前逆变器应用***的控制策略，不仅仅是在UPS逆变器中，

UPS电源技术及应用

在光伏并网、分布式发电系统的逆变器中，双环控制由于技术成熟，动静态性能艮好而得广泛应用。

随着现代控制理论的不断发展，为取得更好的动静态性能，近些年出现了各种各样的高性能逆变器控制策略。例如为了有效解决逆变器带整流桥等非线性负载时出现的输出电压法形周期性的畸变，有研究提出了内模控制方式，通过增加反映系统信号特性的内模，有选将性地在某些频率点实现增益无穷大，从而实现无静差特性。对于非线性负载，谐波幅值往往随着频率的增加而减小，所以通常只考虑对系统影响较大的1个或多个低次谐波，将低次谐波的内模植入系统即可。将内模控制与传统的PI控制器结合在一起，能有效提高控制系统的静态和动态性能。类似的还有重复控制，其控制思想是假定***周期出现的输出电压波形畸变将在下一周期的同一时刻再次出现，控制器根据参考信号和输出电压反馈信号的误差来确定所需的校正信号，在下一个基波周期将此校正信号叠加在原控制信号上，以消除输出电压的周期性畸变。无差拍控制是一种基于被控制对象***数学模型的控制方法，其基本思想是根据逆变器的状态方程和输出反馈信号推算出下一个开关周期的PWM脉冲宽度。PWM 脉冲宽度根据当前时刻的状态向量和下一采样时刻的参考正弦值计算出。因此，从理论上可以使输出电压在相位和幅值上都非常接近参考正弦电压。此外还有非常适用于功率开关变换器的滑模变结构控制等，这些高性能控制方法能在某些方面改善逆变器控制性能，而且在数字控制方式下实现也并不复杂，将来必将在逆变器控制中发挥巨大优势。

4.2.2三相逆变控制技术

而且可能引为实现UPS 

(1)锁

传统的压控振荡器所示。

与单相逆变器不同，三相逆变器输出为三相交流电。而对于大功率场合的三相UPS电

源来讲，其输出各相通常要和三相市电类似，能够独立带载，故一般UPS逆变器的输出为三相四线。由于三相负载一般都是不平衡的，这就要求逆变器有带***不平衡负载的能力。为了使不平衡负载情况下UPS三相输出电压对称，需要对输出电压的零序分量进行控制，对于三相四线的逆变器拓扑结构不能采用传统的空间矢量调制(SVPWM)方式，只能采用正弦脉宽调制(SPwM)方式。研究SVPWM原理可以发现，其调制波等效于基波加上一定量三次谐波的方式，该三次谐波在三相四线制的零线上将会造成叠加。

图4-17给出了三相UPS逆变器控制框图。该控制策略是基于电压电流双环控制，通过旋转坐标变换，把三相电压和电流从三相静止坐标系(abc)变换转化到两相旋转坐标系(dg)下，对于理想的三相交流电，选取与其频率相同的旋转角频率作为坐标系旋转速度，在旋转坐标系下的时变的交流电变换为直流量。同样类似单相逆变器双环控制策略，外环采用电压环，内环为电流环。电流环的输出通过坐标反变换，得到调制波u，再通过SPWM 调制，控制逆变桥工作。

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其中，出信号。鉴号相位日:( 输出以压采用旋转坐标系，能将被控对象(三相交流电压或电流)变换为等效的直流信号进行处理，降低了控制器优化设计的难度。但旋转坐标变换计算量较大，两次旋转变换将会给控制器带来一定的负担，控制系统的实时性受到影响。此外当逆变器带非线性负载情况下，基波频率下的旋转坐标变换将给控制对象带来较大误差，除非增加谐波对应的旋转坐标变换。

4.2.3同步锁相控制技术而UPS电源和逆变电源的区别在于UPS电源需要在市电正常情况下跟踪市电并与其保持同步，否则 UPS在逆变供电和旁路供电之间切换时电压的跳变不仅带来较大的谐波，138 通祥88Z 为RL31 功率M(FET的结构和电气图形符号

MOS结构的导电沟道是由绝缘栅施加电压之后感应产生的。在如图2-31(a)所示的结构中，若在MOSFET栅极与源极之间施加一定大小的正电压，这时栅极相对于P区则为正电压。由于夹在两者之间的SiO2层不导电，聚集在电极上的正电荷就会在SiO2层下的半导体表面感应出等量的负电荷，从而使P型材料变成N型材料，进而形成反型层导电沟道。若栅压足够高，由此感应而生的N型层同漏与源两个N+区构成同型接触，使常态中存在的两个背靠背PN结不复存在，这就是该器件的导电沟道。由于导电沟道必须与源漏区导电类型一致，所以N-MOSFET以P型材料为衬底，栅源之间要加正电压；反之，P-MOSFET 以N型材料为衬底，栅源之间要加负电压。

根据载流子的类型不同，功率MOSFET可分为N沟道和P沟道两种，应用最多的是绝缘栅N沟道增强型。图2-31(b)所示为功率MOSFET的电气图形符号，图形符号中的箭头表示电子在沟道中移动的方向。左图表示N沟道，电流的方向是从漏极出发，经过N沟道流入N+区，***从源极流出；右图表示P沟道，电流方向是从源极出发，经过P沟道流入P+区，***从漏极流出。不论是N沟道的MOSFET还是P沟道的MOSFET，只有一种载流子导电，故称其为单极型器件。这种器件不存在像双极型器件那样的电导调制效应，也不存在少子复合问题，所以它的开关速度快、安全工作区宽并且不存在二次击穿问题。因为它是电压控制型器件，使用极为方便。此外，功率MOSFET的通态电阻具有正温度系数，因此它的漏极电流具有负温度系数，便于并联应用。

功率MOSFET需要在G极与S极之间有一定的电压VcGS或一VGs，才有相应的漏极电流ID或一Ip。对N沟道的导通条件是:Vc>Vs,VGS=0.45~3V。VGs越大，I{D越大；对P沟道的导通条件是:Vc

UPS电源技术及应用

2.3.2主要特性

功率MOSFET的特性包括静态特性和动态特性，输出特性和转移特性属静态特性，市开关特性则属动态特性。

(1)输出特性

输出特性也称漏极伏安特性，它是以栅源电压UGS为参变量，反映漏极电流ID与漏面

极电压UDs间关系的曲线簇，如图2-32所示。由图可贝