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三相半波不可控整流电路及波形图(2)三相桥式不可控整流电路

图3-12(a)所示三相桥式不可控整流电路可以看为两个三相半波不可控整流电路的组合，其中VD1、VD3、VD5为三个共阴极二极管的三相半波整流电路，负载R1两端的电压u p0为图3-12(b)中横坐标上面的粗线曲线1→3→5→7。三个共阳极的二极管VD4、VD6、VD2的阴极分别接至交流电源A、B、C。它们的共阳***N接至负载电阻R2的负端，R2 的正端接交流电源的中点0点。由于电流总是从高电位流向低电位，在图3-12(b)中，wt2~wt4期间，C相电压比A、B相都低，因此电流Ia从O点经负载R2和VD2流至C 点，此时VD_{2导通，负载电压uON=u oc=-uc。同理，在wt4~wt6期间，uA***，电流Id从0点经负载R2和VD4流至A点，负载电压u ON=uO4=-uA;在wt6~wt:期间，uB***，电流Id从O点经负载R2和VD6流至B点，负载电压uoN=u oB-一wR，于是在负载R2上的整流电压uON应是图3-12(b)中横坐标以下的粗线曲线2→4→6→8。三相桥式不可控整流电路总的输出电压ud=upN=W po+u ON,由图3-12(b)可知: 

在wt1≤wt≤wt2,60o期间I:u pN-uA+(一uB)=u AB 在wt2≤wt≤wt3,60o期间I:u pN=uA+(一uc)=uAc 在wta≤wt≤wt4,60o期间II:u pN=uB+(一uc)=u BC 在wt4≤wt≤wt5,60o期间IV:u pN=uB+(一uA)=u BA 在wt5≤wt≤wt6,60o期间V:u pN=uc+(一uA)=uCA 在wt6

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因此，负载上的整流电压为线电压，哪两相的线电压瞬时值时，哪两相的二极管就导通，整流电流从相电压瞬时值的那一端流出至负载，再回到相电压瞬时值***的那一相。图3-12(c)给出了整流电压ud的波形，在一个交流电源周期2期间，三相桥式不可控整流电路的输出电压波形由六个形状相同的电压波段组成，其输出电压值为线电压的幅值，输出的纹波较三相半波不可控整流时要小。其输出电压的平均值为三相半波不可控整流电路输出电压平均值的两倍，即为

Ua-3.3_U/m-3.6_U22.34U 

式中，Um为相电压的幅值；U2为相电压的有效值。

3.1.3同步整流电路

对于开关变换器，在变压器的二次侧必然要有一个整流环节，以便比较好地进行直流输

出。作为输出电路的主要开关器件，通常用的是电力二极管(利用其单向导电特性)。电力二极管可理解为一个开关，只要有足够的正向电压，它就导通，而不需另外的控制电路。但其导通压降较高，快恢复二极管或超快恢复二极管的导通压降可达1.0~1.2V,即使采用低压降的肖特基二极管也要大约0.6V的压降。这个压降会产生功耗，并且整流二极管是一种固定压降的器件。例如，当二极管的压降为0.7V,使其整流12V电压时，它的前端要等效有12.7V电压，损能占0.7/12.7×***≈5.5%。而当其为3.3V电压整流时，损耗为0.7/(3.3+0.7)X***=17.5%。由此可见，此类器件在低电压大电流的工作环境下，损耗是非常大的。这就导致开关变换器整体效率的降低，损耗会导致二极管发热进而使整个开关变换器的温度上升，造成系统运行的不稳定及影响开关变换器的使用寿命。

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同步整流技术能有效解决因输出二极管的管压降而造成的损耗问题，以降低输出电路的压降，提高开关变换器的整体效率。目前，使用的同步整流有自驱动方式的同步整流、辅助绕组控制方式的同步整流、控制Ic方式的同步整流等。近年来，还出现了软开关同步整流方式，这样做的意义在于能减少MOSFET的体二极管的导通时间并消除体二极管的反向恢复时间期间造成的损耗。它首先应用在推挽、全桥变换电路中，随之又应用在单端正激变换电路中。软开关方式的同步整流，由于其处理的多为大电流、低电压的情况，所以对效率的提升比一次侧软开关处理的高电压、小电流的情况更为有效。为了更***地控制一侧的步整流，已有几种PWM控制IC。同步整流控制信号来自IC 内部，用外部元什间问步洗信号的延时间，从而能更准确地做到同步整流的软开关控制。

随着功率半导体工艺技术的进步，使MOSFET的通态电阻已达到低于5m的水业甚至可将M0SFET体内的二极管做成快恢复的二极管，这样开关变换器来采用同步整流技来后，效率得到了很大的提高。

同步整流技术是现代高频开关变换技术进步的标志之一。凡是高效率的开关变换器中为来用了同步整流技术。现在同步整流技术不仅用于5V、3.3V、2.5V这些低输出电压领域甚至在12v、15V、19V至24V输出时都在使用同步整流技术。

同步整流技术是用通态电阻(几毫欧姆到十几毫欧姆)极低的MOSFET替代输出二极营的一种我术，在用功率MOSFET替代输出二极管时，要求栅极电压必须与变压器二次电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。它在电路中也是作为一开关器件，但与开关二极管不同的是必须要在其栅***有一定电压才能允许电流通过。但这种复杂的控制却得到了极小的电流损耗。

在实际应用中，如果选择的MOSFET的通态电阻为10m,则在通过20~30A电流时只有0.2~0.3V的压降损耗。在采用MOSFET做同步整流时，MOSFET的压降和恒定压降的背特基管不同，电流越小压降越低。这个特性对于改善轻载时的效率尤为有效。

同步整流技术是为了减少输出二极管的导通损耗，提高变换器效率。不管采用哪种同步整流技术，都是通过使用低通态电阻的MOSFET替代输出侧的二极管，以限度地降低出装耗，以提高开关变换器的整体效率。

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MOSFET的主要损耗为: 

1MOSFET开关损耗，开关损耗的来源主要为寄生电容充放电所造成的损耗P: 

2MOSFET 的导通损耗Pr 

Pt=IR Ds 

式中，1。为输出负载电流；RDs为通态电阻，R Ds=R cH 十RD。其中R cH为MOSFET 的导通沟道和表面电荷积累层形成的电阻，RD是由MOSFET 的JFET 区和高阻外延层形成的电阻。

寄生电容造成的开关损耗与频率相关，在低频率时较小。MOSFET的损耗主要由导通损耗决定。因此，可利用MOSFET的自动均流特性将多个MOSFET并联，以降低MOSFET 的通态电阻。同步整流技术按其驱动信号类型的不同，可分为电压型驱动和电流型驱动。而电压型驱动的同步整流电路按驱动方式又可分为自驱动和外驱动两种。

(1)自驱动同步整流电路

自驱动电压型同步整流技术是由变换器中的变压器二次电压直接驱动相应的绝缘栅场效应晶体管MOSFET，如图3-13所示。这是一种传统的同步整流技术，其优点是不需要附加的驱动电路，结构简单。缺点是两个MOSFET不能在整个周期内代替一极管，使得负载电流会流过寄生二极管，造成了较大的损耗，限制了效率的提高。

图3-13所示为自驱动同步整流电路，当变压器一次侧流过正向电流时，变压器二次侧 自动同步整流电路出现上正下负的电压。用此电压作为VT2的驱动电压，使VT2导通，而VT1的栅极因受到变压器反偏电压的作用而截止。此时，变压器二次侧通过电感L和VT2为负载供能

量。当变压器的一次侧流过反向电流时，变压器的二次侧出现上负下正的电压。同样，此电压为VT1提供了驱动电压，使VT1导通，而VT2的栅极因受到变压器反偏电压的作用而截止。此时，变压器二次侧通过电感L和VT1为负载提供能量。在使用自驱动同步整流时，变压器二次绕组的电压须大于一定值以能够可靠驱动绝缘栅场效应晶体管MOSFET。对于过高的输出电压，则必须在MOSFET的驱动端加上驱动保护电路，以防栅极电压过高损坏MOSFET。在反激、正激、推挽、桥式变换器中均可采用自驱动同步整流电路。如图3-14所示为自驱动同步整流电路在反激、正激、推挽变换器中的应用。

(2)辅助绕组驱动同步整流电路

辅助绕组驱动同步整流电路是对自驱动同步整流电路的改进。为了防止在输人电压很高时引起变压器二次绕组电压过高，使得同步整流的MOSFET栅极上的电压过高损坏MOS- FET的现象发生，在变压器二次绕组中增加了驱动绕组。这样就可有效调节驱动同步整流的MOSFET的栅压，使其在MOSFET栅压的合理区域，从而达到保护MOSFET的目的，提高了电源的可靠性。同时，也将本来只能使用在低输出电压场合的同步整流电路应用到高输出电压场合。其工作原理如图3-15所示。

(c)推挽辅助绕组驱动同步整流电路(c)推挽变换器自驱动同步整流电路图3-14自驱动同步整流电路的应用图3-15 辅助绕组驱动同步整流电路的应用

从图3-15(a)可以看出，为了驱动输出同步整流MOSFET，在变压器的二次绕组上加绕了一个辅助绕组。此绕组上产生的电压就是同步整流MOSFET的驱动电压。

(3)有源钳位同步整流电路

针对自驱动、辅助绕组驱动同步整流器的不足，在开关变换器一次侧采用有源钳位同步整流技术便应运而生，电路如图3-16所示。电容C，以及辅助开关VT3组成了者钳位电路。有源钳位开关变换器的两个整流MOSFET轮流导通，减少了同步整流时负载电流流过寄生二极管所造成的损耗。